APLICATIE PRACTICA CONVERTORUL IN TOPOLOGIE “ZETA”
2.1 CARACTERISTICI TEHNICE:
Eficienta mare
Operare la frecventa
Domeniu VIN : 2V pana la 10V
Curenti de iesire de cativa amperi
Operare in mod rapid selectabila
Sincronizabil pana la 750kHz
Curent de repaos scazut : 350mA
Modul oprire nu consuma decat 15mA de la sursa
Precizia de referinta la
Disponibil in capsula cu 8 terminale
2.2 APLICATII
Aplicatii alimentate de 1 sau 2 celule Li-Ion
Telefoane Celulare
Modemuri fara fir
Laptopuri
Sisteme de alimentare de 3,3V, 2,5V sau 1,8V distribuite
Scanere
Echipamente alimentate de la baterii
2.3 DESCRIERE
LTC1622 este un controler CC-CC coborator, la frecventa constanta ce realizeaza o excelenta reglare de curent alternativ si continuu a liniei si sarcinii. Dispozitivul incorporeaza o sursa de tensiune precisa care opreste LTC1622 cand tensiunea de intrare este mai mica de 2V.
LTC1622 asigura o tensiune de iesire cu o precizie de 1,9% si consuma numai 350mA in modul repaos. Pentru aplicatii unde eficienta este pe primul plan si curentul pe sarcina variaza de la mic la mare, LTC1622 poate fi configurat pentru operare in mod rapid. Acest mod mareste eficienta la curent scazut si extinde durata de viata a bateriei. Operarea in mod rapid este inhibata in timpul sincronizarii sau cand pinul SYNC/MODE este tras jos pentru a reduce zgomotul si posibila interferenta de RF.
Frecventa de operare mare de 550 kHz permite utilizarea unui inductor mic. Dispozitivul poate deasemenea sa se sincronizeze pana la 750 kHz pentru aplicatii speciale. Operarea la frecventa mare si capsula cu 8 terminale creaza o sulutie de mare performanta intr-un spatiu redus al placii cablajului imprimat.
Pentru a maximiza mai mult durata de viata a bateriei sursa, tranzistorul MOSFET cu canal indus de tip P este deschis in mod continu in cadere (factor de umplere 100%). In starea de oprit, dispozitivul foloseste maxim 15mA.
2.4 FUNCTIILE PINILOR
SENSE- (Pin 1): Intrarea inversoare a comparatorului de curent.
ITH (Pin 2) : Punct de compensare a amplificarii erorii. Limita comparatorului de curent creste odata cu tensiunea de control. Domeniul de tensiune nominala pentru acest pin este de la 0V la 1.2V.
VFB (Pin 3) : Primeste tensiunea de reactie de la un divizor rezistiv extern, montat pe condensatorul de iesire.
RUN/SS (Pin 4) : Combinare de Soft-Start si intrarile de control ale rularii. Un condensator catre masa la acest pin seteaza timpul rampei la current de iesire maxim. Timpul este aproximativ 0,45 s/mF. Fortarea acestui pin sub 0,4V declanseaza oprirea intregului circuit.
SYNC/MODE (Pin 5) : Acest pin realizeaza trei functii. La tensiune mai mare de 2V pe acest pin se declanseaza operarea in mod rapid la curenti mici pe sarcina, in timp ce punerea la masa sau aplicarea unui semnal de ceas combate modul de operare rapid. Un ceas extern intre 625 kHz si 750 kHz aplicat la acest pin forteaza LTC1622 sa opereze la frecventa ceasului extern. Nu este indicat sa se sincronizeze sub 625 kHz. Pinul 5 are sursa de curent interna care consuma mai mult de 1mA.
GND (Pin 6) : Pin de masa.
PDRV (Pin 7) : Comanda poarta tranzistorului extern MOSFET cu canal P. Acest pin merge de la 0 V la VIN.
VIN (Pin 8) : Pinul principal de alimentare. Trebuie sa fie decuplat de pinul de masa.
2.5 DIAGRAMA FUNCTIONALA
Figura 1 Diagrama functionala
1. Bucla principala de control
LTC1622 este utilizat in mod curent ca regulator la frecventa constanta. In timpul operarii normale, MOSFET-ul de putere cu canal P, este deschis la fiecare ciclu cand oscilatorul seteaza zavorul RS (RS1) si oprit cand comparatorul de curent (ICOMP) reseteaza zavorul. Curentul de varf din inductor la care ICOMP reseteaza zavorul RS este controlat de tensiunea de pe pinul ITH, care este iesirea amplificatorului de eroare EA. Un divizor rezistiv extern conectat intre VOUT si masa permite EA sa primeasca o tensiune de reactie VFB. Cand curentul de sarcina creste, se provoaca o usoara descrestere a lui VFB relativa la referinta de 0,8V, care in schimb provoaca tensiunea ITH sa creasca pana cand curentul inductor mediu va corespunde cu noul curent de sarcina.
Bucla principala de control este oprita tragand pinul RUN/SS jos. Lasand liber RUN/SS permite unei surse interne de curent de 2,5 mA sa incarce lent condensatorul de start CSS. Cand CSS ajunge la 0,7V, bucla de control principala este activata cu tensiunea ITH taiata la aproximativ 5% din valoarea sa maxima. In timp ce CSS continua sa se incarce, ITH este eliberat putin cate putin permitand operatiei normale sa reanceapa.
Comparatorul 0V vegheaza impotriva depasirilor tranzitorii de mai mult de 16% blocand MOSFET-ul si mentinandu-l oprit pana cand deficienta este inlaturata.
2. Operare in mod rapid
LTC1622 poate fi activat in mod rapid la curenti de sarcina mici lasand pur si simplu pinul SYNC/MODE deschis sau conectandu-l la o tensiune de cel putin 2V. In acest mod, curentul de varf al inductorului este setat ca si cand VITH = 0,36 V (la factori de umplere mici) chiar daca tensiunea de la pinul ITH este la o valoare mai mica. Daca, curentul medie al inductorului este mai mare decat cerinta sursei, tensiunea la pinul ITH va cadea. Cand tensiunea ITH scade sub 0,12V, semnalul de stop va deveni inalt, blocand MOSFET-ul extern. Semnalul de stop scade cand tensiunea ITH creste peste 0,22V si LTC1622 reia operatia normala. Urmatorul ciclu oscilator va deschide MOSFET-ul extern si ciclul de schimb se repeta.
3. Sincronizarea frecventei
LTC1622 poate fi condus extern de un semnal de ceas compatibil cu TTL/CMOS de pana la 750kHz. A nu se sincroniza LTC1622 sub frecventa de operare maxima de 625kHz pentru ca acest lucru poate cauza operare anormala si un spectru de frecventa nedorit. LTC1622 este sincronizat la frontul crescator al ceasului. Largimea impulsului de ceas extern trebuie sa fie de cel putin 100 ns si nu mai mare decat perioada minus 200 ns.
Sincronizarea este inhibata cand tensiunea de reactie este sub 0,3V. Aceasta previne crearea unui curent inductor in conditii de scurtcircuit. Operarea in mod rapid este dezactivata cand LTC1622 este condus extern de un ceas.
4. Operarea de cadere
Cand tensiunea sursei de intrare scade catre tensiunea de iesire, rata de schimb a curentului inductor in timpul ciclurilor ON scade. Aceasta reducere inseamna ca MOSFET-ul va ramane deschis pentru mai mult de un ciclu de oscilator de vreme ce curentul inductor nu a urcat pana la limita setata de EA. O reducere mai mare a tensiunii sursei de intrare va cauza eventual deschiderea MOSFET-ului la 100%. Tensiunea de iesire va fi atunci determinata de tensiunea de intrare minus caderea de tensiune pe MOSFET, rezistorul serie si inductor.
5. Inchidere de subtensiune
Pentru a preveni operarea MOSFET-ului sub nivelul sigur al tensiunii de intrare, o inchidere de subtensiune este incorporata in LTC1622. Cand tensiunea sursei de intrare scade sub 2V, MOSFET-ul si tot circuitul este oprit mai putin blocul de subtensiune, care consuma cativa microamperi.
6. Protectie de scurt circuit
Cand iesirea este pusa la masa, frecventa oscilatorului este redusa la aproximativ 110 kHz. Aceasta frecventa mai joasa permite curentului inductor sa se descarce in siguranta, prevenind variatiile rapide ale curentului. Frecventa oscilatorului va creste gradual pana la valoarea sa nominala cand tensiunea de referinta creste peste 0,65V. A se nota ca sincronizarea este inhibata pana cand tensiunea de referinta creste peste 0,3V
Protectie de supratensiune
Ca si protectie suplimentara, comparatorul de supratensiune in LTC1622 va bloca MOSFET-ul extern cand tensiunea de referinta a crescut cu 16% peste tensiunea de referinta de 0,8V. Comparatorul are un histeresis tipic de 35mV.
8. Compensatie de panta si curent inductor de varf
Curentul de varf al inductorului este determinat de :
cand LTC1622 opereaza sub 40% din factorul de umplere. Totusi, de indata ce factorul de umplere depaseste 40%, compensarea de panta incepe si reduce efectiv curentul inductor de varf. Cantitatea reducerii este data de curbele din figura 1.
Figura 1. Curentul maxim de iesire functie de factorul de umplere
2.6 APLICATII SPECIFICE
Aplicatia de baza a circuitului LTC1622 este aratata in figura 2:
Figura 2. Convrtor coborator de eficienta mare
Selectia componentelor externe este ghidata de cerintele sarcinii si incepe cu selectia lui L si a lui RSENSE. Apoi sunt selectate MOSFET-ul de putere si dioda de iesire D1, urmate de CIN si COUT.
1. Selectia RSENSE pentru curentul de iesire
RSENSE este aleasa pe baza curentului de iesire cerut. Avand comparatorul de curent care monitorizeaza tensiunea dezvoltata pe RSENSE, criteriul comparatorului determina curentul de varf al inductorului. Curentul de iesire pe care LTC1622 il poate da este :
in care IRIPPLE este curentul de oscilatie mica, varf la varf, a inductorului.
Un punct de start rezonabil pentu a seta curentul « ripple »(oscilatii mici ) este IRIPPLE = (0,4)IOUT. Rearanjand ecuatia de mai sus, obtinem :
pentru factor de umplere <40 %
Totusi, pentru operare la mai mult de 40% din factorul de umplere, compensarea de panta trebuie sa fie luata in considerare pentru a selecta valoarea potrivita pentru a furniza cantitatea necesara de curent. Utilizand figura 1, valoarea lui RSENSE este :
2. Calcularea valorii inductorului
Frecventa de operare si selectia inductorului merg impreuna in sensul ca o frecventa de operare mai mare permite folosirea unui inductor mai mic pentru aceeasi cantitate de curent ripple prin inductor. Totusi, acest lucru duce la pierderi de eficienta datorate cresterii pierderilor de sarcina pe poarta MOSFET.
Valoarea inductantei are deasemenea un efect direct asupra curentului ripple. Acesta scade cu inductanta sau frecventa mai mari si creste cu VIN sau VOUT mai mari. Curentul ripple varf la varf al inductorului este dat de :
unde f este frecventa de operare.
Acceptand valori mai mari ale lui IRIPPLE se permite folosirea inductantelor mici dar rezulta o tensiune ripple de iesire mai mare si pierderi de miez mai mari. Un punct de start rezonabil este IRIPPLE=0,4(IOUT(MAX)). A se nota ca IRIPPLE este maxim cand tensiunea de intrare este maxima.
Cu operarea in mod rapid selectata, curentul ripple este in mod normal setat in asa fel incat curentul inductor sa fie continuu in perioadele rapide. Astfel, curentul ripple varf la varf n-ar trebui sa depaseasca:
aceasta implicand o inductanta minima de:
O valoare mai mica decat LMIN ar putea fi folosita in circuit; totusi, curentul inductor nu va fi continuu in perioadele rapide.
3. Selectia miezului inductorului
O data ce valoarea lui L este cunoscuta, tipul inductorului trebuie sa fie selectat. Convertoarele de eficienta inalta nu-si pot permite in general pierderile de miez gasite in miezurile de fier de pret scazut, fortand folosirea mai scumpelor ferite, molipermaloi sau miez Kool Mu. Pierderea in miez reala este independenta de dimensiunea miezului pentru o valoare a inductorului fixata, dar este foarte dependenta de selectia inductantei. Cum inductanta creste, pierderile de miez scad. Din nefericire, o inductanta marita cere mai multe spire si astfel pierderile de cupru vor creste. Cele din ferita au pierderi in miez foarte mici si sunt preferate la frecvente de schimb inalte, asa ca scopurile de proiectare se pot concentra asupra pierderilor din cupru si prevenirea saturatiei. Materialele miezurilor din ferita satureaza greu, ceea ce inseamna ca inductanta se prabuseste abrupt cand curentul de varf prestabilit este depasit. Aceasta provoaca o crestere brusca a curentului ripple inductor si in consecinta a tensiunii ripple de iesire. Nu este permisa saturarea miezului.
Molypermaloiul este un material foarte bun pentru inele toroidale, cu pierderi mici, dar este mai scump decat ferita. Un compromis rezonabil este Kool Mu de la acelasi producator. Inelele toroidale sunt foarte eficiente din punct de vedere al spatiului, mai ales cand se pot folosi mai multe straturi de spire. Cum in general nu au bobina, sunt mai greu de montat. Totusi, noile proiecte cu montare pe suprafata care nu cresc inaltimea semnificativ sunt disponibile.
4. Selectia MOSFET-ului de putere
Un MOSFET de putere cu canal indus de tip P trebuie selectat pentru folosirea cu LTC1622. Criteriul principal de selectie este tensiunea limita VGS(TH) si rezistenta « ON » RDS(ON), capacitatea de transfer invers CRSS si sarcina totala a portii.
De vreme ce LTC1622 este proiectat pentru operarea cu tensiuni de intrare joase, un MOSFET limitator de nivel sublogic ( RDS(ON) garantat la VGS=2,5V) este necesar pentru aplicatii ce functioneaza aproape de aceasta tensiune. Cand aceste MOSFET-uri sunt folosite, trebuie ca sursa de intrare sa fie mai mica decat VGS maxim absolut al MOSFET-ului, tipic 8V. Nivelurile tensiunii de comanda pe poarta merg de la masa pana la VIN.
Minimul necesar pentru RDS(ON) al MOSFET-ului este guvernat de disiparea de putere permisa. Pentru aplicatii in care LTC1622 opereaza in cadere, adica factor de umplere 100% , in cel mai rau caz RDS(ON) necesar este dat de :
in care PP este puterea disipata permisa si dp este dependenta de temperatura a lui RDS(ON), iar (1+dp) este in general dat pentru un MOSFET sub forma unei curbe normalizate RDS(ON) in functie de temperatura, dar dp=0,005/°C poate fi folosit ca o aproximare pentru MOSFET-uri de tensiuni mici.
In aplicatii in care factorul de umplere maxim este mai mic de 100% si LTC1622 opereaza in mod continuu, RDS(ON) este guvernat de:
unde (DC) este factorul de umplere maxim de operare al LTC1622.
Cand LTC1622 opereaza in mod continuu, puterea disipata de MOSFET este:
unde K este o constanta invers proportionala cu curentul de comanda pe poarta. Cum frecventa de comutatie este inalta, al doilea termen ce e legat de pierderea de comutatie este important a nu se ignora. Constanta K=3 poate fi folosita pentru a estima contributille celor doi termeni in ecuatia de disipare a MOSFET-ului.
5. Selectia diodei de iesire
Dioda transporta curentul de sarcina in perioada de OFF a tranzistorului. Curentul mediu prin dioda este astfel dependent de factorul de umplere. La tensiuni de intrare inalte dioda conduce in cea mai mare parte a timpului. Cand VIN se apropie de VOUT, dioda conduce doar o mica parte din timp. Conditiile cele mai stresante pentru dioda sunt cand iesirea este scurtcircuitata. In aceste conditii dioada trebuie sa suporte in siguranta IPEAK la aproape 100% faéctor de umplere. Astfel este important sa specificam adecvat curentul de varf al diodei si puterea medie de disipatie in asa fel incat sa nu se depaseasca datele diodei.
In conditii normale, curentul mediu codus de dioda este :
Caderea de tensiune permisa pe dioda este calculata din curentul maxim de scurt circuit ca:
unde PD este puterea disipata permisa si va fi determinata de eficienta si/sau necesitati termice.
O dioda rapida trebuie de asemenea utilizata pentru a optimiza eficienta. Diodele Schottky sunt o alegere buna pentru frecvente de comutatie mari.
6. Selectarea lui CIN si a lui COUT
In mod continu, curentul de sursa al MOSFET-ului este o unda dreptunghiulara a factorului de umplere (VOUT+VD)/(VIN+VD). Pentru a preveni tensiunile tranzitorii mari, trebuie folosit un condensator de intrare cu rezistenta serie (ESR) mica, dimensionat pentru curentul maxim RMS. Curentul maxim in condensator este dat de :
Aceasta formula este maxima cand Vin = 2Vout, unde IRMS = IOUT/2. In cel mai simplu caz aceasta conditie este folosita pentru proiectare deoarece variatii semnificative nu ofera multa usurare. Curentii de ripplu ai condensatorului dati de furnizor sunt pentru o durata de viata de 2000 de ore. De aceea se sfatuieste folosirea la nivele mai mici ale condensatorului, sau folosirea unui condensator proiectat la o temperatura mai mare decat necesar. Mai multi condensatorii pot fi pusi in paralel pentru a respecta cerintele de dimensiune sau inaltime. Datorita frecventelor inalte de operare ale lui LTC1622, condensatorii de ceramica pot deasemenea fi folositi pentru CIN.
Selectia lui COUT este condusa de rezistenta serie efectiv necesara (ESR).
Tipic, o data ce cerinta ESR este satisfacuta, capacitatea este adecvata pentru filtrare.
Variatia tensiunii de iesire (DVOUT) este aproximata de :
unde f este frecventa de operare, COUT este capacitatea de iesire si IRIPPLE este curentul de ripplu in inductor. Variatia de iesire este maxima la tensiune de intrare maxima deoarece DIL creste cu tensiunea de intrare.
Alegerea unei capacitati de iesire mai mica creste tensiunea de ripplu de iesire datorita termenului dependent de frecventa, dar se poate compensa folosind condensatori cu ESR foarte mic pentru a mentine tensiunea de ripplu mica.
Componentele de compensare ale pinului ITH OPTI-LOOP pot fi optimizate pentru a obtine raspuns tranzitoriu de mare performanta, stabil indiferent de condensatorii de iesire selectati.
In apicatiile cu «montare pe suprafata», e posibil ca mai multi condensatori sa trebuiasca sa fie pusi in paralel pentru a indeplini cerintele de ESR sau de curent RMS ale aplicatiei. Condensatorii de aluminiu cu electrolit sau cu tantal uscat sunt amandoua disponibile in configuratii «montare pe suprafata». In cazul tantalului, este important sa fie testati condensatorii pentru folosirea in sursele de putere in comutatie. O excelenta alegere sunt AVX TPS, AVX TPSV si KEMET T510 , disponibile in capsule cu inaltime de la 2 la 4 mm. Alte tipuri de condensatori sunt Sanyo OS-CON, Sanyo POSCAp, Nicholon OL si Panasonic SP.
Operarea cu sursa mica
Cu toate ca LTC1622 poate functiona in jos pana la 2V, curentul de iesire maxim permis este redus cand VIN scade sub 3V. Figura 3 arata schimbarea cand sursa este redusa pana la 2V. Deasemenea se arata in aceeasi figura efectul lui VIN asupra lui VREF cand VIN scade sub 2,3V. A se nota ca tensiunea maxima pe pinul ITH defineste tensiunea pe rezistenta senzor care seteaza curentul de iesire maxim.
Figura 3 Caracteristica lui VREF si VITH functie de VIN
8. Setarea tensiunii de iesire
LTC1622 dezvolta o tensiune de referinta de 0,8V intre (Pin3) si masa (Fig4). Selectand rezistorul R1, un curent constant curge prin R1 si R2 pentru a seta tensiunea de iesire. Tensiunea de iesire reglata este data de :
Pentru cele mai multe aplicatii, un rezistor de 30kW este sugerat pentru R1. Pentru a preveni preluarea de interferente, un condensator optional de 100 pF este sugerat a fi montat in paralel pe R1, aflat in apropierea lui LTC1622.
Figura 4 Setarea tensiunii de iesire
9. Functia de Rulare/Start - Soft
Pinul RUN/SS este un pin cu dublu rol care ofera functia inceput - soft si o cale de a opri LTC1622. Inceputul soft - ului reduce aparitia brusca a curentului de intrare de la VIN marind treptat limita curentului intern. Secventierea sursei de alimentare este deasemenea posibila folosind acest pin.
O sursa de curent interna de 2,5mA incarca un condensator extern CSS. Cand tensiunea pe RUN/SS atinge 0,7V, LTC1622 incepe sa opereze. Cand tensiunea pe RUN/SS continua sa urce de la 0,7V la 1,8 V, limita curentului intern creste deasemenea cu o rata proportionala lineara. Limita curentului incepe aproape de 0 A (la VRUN/SS = 0,7V) si se termina la 0,1/RSENSE (VRUN/SS>=1,8V). Curentul de iesire creste astfel usor, reducand brusc curentul de inceput cerut de sursa de putere de intrare. Daca RUN/SS a fost legat la masa, va fi o intarziere inainte ca limita curentului sa inceapa sa creasca, data de :
(s)
Punand RUN/SS la sub 0,4 V, pune LTC1622 intr-o stare de inchidere cu un curent de inactivitate mic (IQ<15uA).
10. Limitarea curentului de scurtcircuit
Asa cum s-a descris in selectia diodei de iesire, disiparea cea mai semnificativa are loc cu iesire scurtcircuitata cand dioda conduce valoarea limitei de curent, aproape continu. Pentru a preveni incalzirea excesiva a diodei, limitarea curentului de scurtcircuit poate fi adaugata pentru a reduce curentul proportional cu severitatea erorii.
Limitarea curentului de scurtcircuit este implementata adaugand dioda DFB (1N48118 sau echivalent) intre iesire si pinul ITH cum se arata in figura 5. La un scurtcircuit puternic (VOUT=0), curentul va fi redus cu aproximativ 50% din curentul maxim de iesire.
Figura 5 Limitarea curentului de scurtcircuit
|