Tranzistoare cu efect de camp

A. Clasificari

Desi antr-un anumit sens sant similare cu tranzistoarele bipolare, ambele categorii fiind dispozitive cu control al sarcinii, tranzistoarele cu efect de camp (TEC sau FET, de la field effect transistors) se deosebesc fundamental de acestea, prin modul an care realizeaza controlul sarcinii ce contribuie la conductia electrica.

i an acest caz, repetoarele cu FET reprezinta o solutie adecvata.

Repetorul din Fig. 4.9 a) utilizeaza schema de autopolarizare prezentata anterior. Presupunand ca sursa de semnal nu este "antrerupta" an curent continuu, rezistorul din poarta nu mai este necesar. Scriind variatia tensiunii poarta sursa

(4.7)

si, exprimand variatia curentului cu relatia (4.4), obtinem variatia curentului de drena

(4.8)

de unde amplificarea etajului rezulta

(4.9)

foarte aproape de unitate daca , valoare de ordinul a 500

Pentru calculul impedantei de iesire, pasivizam sursa de semnal (punem zero amplitudinea semnalului) si aplicam o alta sursa de tensiune la iesire (Fig. 4.9 b). Variatia produsa de ea an sursa tranzistorului determina si corespunzator, . Scriind legea I Kirchhoff an nodul sursei, obtinem

(4.10)

de unde impedanta de iesire rezulta a fi combinatia paralela antre si . Vestea buna este ca ea nu mai depinde de rezistenta interna a generatorului de semnal si, deci, nu mai este marita cand aceasta devine prea mare, ca la repetorul pe emitor cu tranzistoare bipolare. Vestea proasta o stiti deja, transconductanta la tranzistoarele cu efect de camp este mult mai mica si, an mod corespunzator, impedanta de iesire este mai mare. Cu valorile de transconductanta date anterior, un repetor cu tranzistor bipolar poate ajunge la o impedanta de iesire de (daca rezistenta generatorului de semnal este mult mai mica decat ). Repetorul pe sursa cu FET are ansa o impedanta de iesire de 500

Tema: Aratati ca daca generatorul de semnal are impedanta interna mai mare de 50 k, repetorul cu tranzistor bipolar ajunge sa aiba impedanta de iesire mai mare decat a celui cu FET, care trebuie acum preferat si din acest punct de vedere.

Circuitul prezentat are doua dezavantaje. {n primul rand, datorita valorii mari a impedantei de iesire, la cuplarea unei sarcini comparabile ca valoare cu aceasta, amplitudinea tensiunii de iesire este mai mica decat a celei de intrare. Cu datele numerice considerate si presupunand conditia andeplinita, conectarea la iesire a unei sarcini coboara amplificarea de la valoarea practic unitara la numai 0.67. Mai mult, impedanta de iesire, depinzand de curentul de drena, variaza considerabil an conditiile unui semnal mare la iesire, producand variatii ale amplificarii si distorsiuni ale semnalului de iesire, cu atat mai importante cu cat efectul sarcinii este mai mare.

Al doilea dezavantaj este legat de amprastierea tehnologica mare a caractersticii de transfer. Din acest motiv, valoarea tensiunii necesara pentru obtinerea unui anumit curent este foarte slab controlata si repetorul pe sursa produce antre semnalul de intrare si cel de iesire un decalaj de tensiune (continua) impredictibil.

Prin adaugarea altor componente, dezavantajele repetorului pe sursa pot fi diminuate considerabil. Astfel, distorsiunile de neliniaritate sant reduse daca an nodul sursei se utilizeaza o sursa de curent an locul rezistorului (Fig. 4.10 a). Tranzistorul functioneaza la curent de drena aproape constant si amplificarea si impedanta sa de iesire sufera variatii mult mai mici. {mbunatatirea este cu atat mai buna cu cat rezistenta sarcinii es 545g63f te mai mare, ea singura determinand acum amplitudinea variatiilor curentului, necesare pentru producerea semnalului de iesire.

Circuitul din Fig. 4.10 b) are avantajul unei impedante de iesire mici, furnizate de repetorul cu tranzistor bipolar. {n plus, curentul de drena al tranzistorului JFET este mentinut practic la valoarea , curentul de baza al tranzistorului bipolar putand fi neglijat an raport cu aceasta valoare. Problema proastei predictibilitati a tensiunii de decalaj antre intrare si iesire ramane. Solutia ajustarii acesteia prin intermediul valorii rezistentei nu este prea fericita deaorece trebuie ajustat fiecare amplificator an parte. Mai mult, chiar daca am face asa, datorita variatiilor de temperatura, curentul de drena poate varia chiar cu un factor de doi.

Eliminarea decalajului de tensiune antre intrare si iesire, ca si a efectului temperaturii, se poate realiza cu o pereche de tranzistoare JFET (construite pe acelasi cip de siliciu), ca an Fig. 4.11 a). Circuitul are acum alimentare diferentiala , tensiunea negativa de alimentare fiind notata cu . Tranzistorul T₂ functioneaza ca sursa de curent programata sa absoarba curentul , deoarece are poarta scurtcircuitata la sursa. Cum tranzistoarele sant aproape identice, aceasta va forta si tranzistorul T₁ sa functioneze cu , eliminand tensiunea de decalaj antre intrare si iesire. Tranzistoarele fiind amperecheate, variatiile parametrilor lor cu temperatura sant aproape identice si efectelel asupra tensiunii de decalaj se anuleaza reciproc. Etajul poate fi perfectionat prin introducerea unor rezistoare an circuitele surselor, asa cum se vede an Fig. 4.11 b). Astfel, se ambunatateste predictibilitatea curentului de drena si se obtine o functionare mai liniara, deoarece tranzistoarele JFET functioneaza mai bine ca surse de curent la valori sub .

Curentul de poarta al tranzistoarelor FET

Am afirmat de la bun anceput ca tranzistoarele cu efect de camp, an general, si cele cu poarta izolata an special, au curentul de poarta practic nul. Aceasta este probabil cea mai importanta caracterstica a acestor tranzistoare si ea a fost utilizata an amplificatoarele si repetoarele cu impedanta de intrare foarte mare prezentate mai sus. La un anumit nivel al exigentei, an aplicatii speciale, aceasta aproximatie nu mai este suficienta. Chiar la tranzistoarele MOSFET, izolatia oferita de stratul de dioxid de siliciu nu este perfecta, aparand curenti de scurgere de ordinul picoamperilor. Spre deosebire de acestea, la tranzistoarele JFET poarta este o jonctiune invers polarizata si prezinta curenti de scurgere datorita impuritatilor. Mai mult, cele cu canal n sufera de un alt efect, ionizarea prin ciocniri, care poate determina cresteri dramatice ale curentului de poarta.

Curentii amintiti sant curenti continui. Cand semnalul aplicat pe poarta este alternativ, apare suplimentar un curent dinamic de poarta, datorita capacitatii acestui terminal. Daca tranzistorul functioneaza ca amplificator, efectul Miller produce a marire a acestei capacitati.

{n majoritatea cazurilor curentii de poarta sant neglijabili an comparatie cu cei din bazele tranzistoarelor bipolare. Totusi, sant situatii an care tranzistoarele cu efect de camp pot avea curenti de intrare mai mari. Efectuam an continuare o comparatie cantitativa.

La frecvente mici (si la curent continuu) impedanta de intrare a unui etaj cu FET este afectata de curentii de scurgere ai portii. Pentru JFET an foile de catalog este data o tensiune de strapungere care, aplicata antre poarta si sursa, cu drena scurtcircuitata la sursa, determina cresterea curentului de poarta la 1 A. La tensiuni mai mici, curentul, masurat an aceleasi conditii, este mai mic, coborand rapid spre 1 pA la . {n cazul tranzistoarelor MOSFET strapungerea izolatiei este destructiva si curentul de scurgere este specificat la o anumita valoare a tensiunii poarta-sursa, sub tensiunea de strapungere. Cum an aplicatii tensiunea este departe de tensiunea de strapungere, curentul de scurgeri al portii este de ordinul a 1 pA sau mai mic la temperatura camerei. Partea proasta este ca valoarea lui creste exponential cu temperatura, dublandu-se aproximativ la fiecare variatie de 10 ^oC. Spre deosebire de aceasta comportare, curentul de baza al tranzistoarelor bipolare scade usor cu temperatura. Asa se face ca LF 411, un amplificator operational de uz general cu JFET la intrare, care are curentul de intrare an jur de 0.1 nA la temperatura camerei, ajunge sa aiba la temperaturi mai mari acest curent mai mare decat al amplificatorului operational LM 108, realizat cu tranzistoare bipolare si care ofera la temperatura camerei un curent de intrare de 1 nA. Circuitele JFET cu proiectari mai angrijite (dar mai scumpe) au la temperatura camerei un curent de intrare de 1-5 pA. Sub un dolar, aceleasi valori se obtin cu circuite cu MOSFET la intrare.

Valorile curentilor de scurgere din paragraful precedent erau masurate cu tensiune nula antre drena si sursa. La cresterea acestei tensiuni, an cazul tranzistoarelor JFET cu canal n apare un efect suplimentar. Curentul de poarta ramane practic la valoarea pana cand tensiunea drena-poarta atinge o anumita valoare de prag, dupa care creste foarte rapid. Valoarea tensiunii de prag este aproximativ un sfert din valoarea tensiune de strapungere . Acest curent suplimentar, de ionizare prin ciocniri, este proportional cu valoarea curentului de drena si creste exponential cu tensiunea drena-poarta si cu temperatura. Plecand de la valoarea la , el poate ajunge la 1 A, pentru , cand tensiunea drena-poarta atinge valoarea .

Evitarea acestui inconvenient poate fi facuta prin operarea tranzistoarelor la tensiuni drena poarta mici, prin utilizarea tranzistoarelor JFET cu canal p la care efectul este mai mic, sau prin folosirea tranzistoarelor MOSFET.

La aplicarea pe poarta a unui semnal alternativ, apare un curent dinamic de poarta, datorat capacitatii antre aceasta si masa. Pentru amplificatorul cu sursa comuna din Fig. 4.8, aceasta capacitate provine din gruparea an paralel a capacitatii dintre intrare si masa, numita si din multiplicarea prin efect Miller a capacitatii dintre drena si poarta. Prezenta acestei capacitati la intrare este mai deranjanta decat la amplificatoarele cu tranzistoare bipolare din doua motive:

a) la utilizarea tranzistoarelor FET dorim obtinerea unui curent la intrare mult mai mic decat la cele bipolare, si

b) tranzistoarele FET, an general, capacitati mai mari decat tranzistoarele bipolare.

Sa analizam efectul unei capacitati efective de 5 pF, vazuta la intrarea unui amplificator cu FET, cand generatorul de semnal are o rezistenta interna de 100 k. La curent continuu capacitatea nu intervine iar curentul de scurgeri de 1 pA determina pierderea pe rezistenta interna a generatorului a unei tensiuni de numai 0.1 V. La frecventa de 1 MHz capacitatea ofera spre masa o impedanta an jur de 30 k, atenuand semnalul la 23 % din valoarea sa an gol. Aceasta problema apare la orice amplificator de analta frecventa cand generatorul are impedanta echivalenta mare si din acest motiv se lucreaza cu impedante mici (50 sau 75 ). Ceea ce trebuie retinut an cazul amplificatorului cu FET este ca la frecventele semnalului amplificat, el nu se comporta ca o sarcina cu impedanta de 10¹² , valabila numai la frecvente foarte joase.

Capacitatea portii fata de masa este importanta si an circuitele de comutatie cu FET. De exemplu, sa ancercam sa aducem an conductie tranzistorul CMOS din comutatorul prezentat an Fig. 4.12. Pentru aceasta, poarta lui trebuie adusa de la potentialul nul la 10 V. {ncercam aceasta cu o poarta logica (vom vedea mai tarziu ce este aceasta) capabila sa furnizeze un curent maxim de 1 mA. Tranzistorul comutator fiind unul de putere, are capacitatile mult mai mare, asa ca efectul Miller produce o capacitate echivalenta poarta-masa de ordinul a 300 pF ! {n aceste conditii, timpul de comutare ajunge spre 10 s, inacceptabil de mare. Aceleasi probleme apar si cu un tranzistor bipolar de putere, dar acolo, datorita valorii mari a curentului de baza nu ne surprind ca an cazul tranzistoarelor cu efect de camp, unde santem tentati sa credem ca antodeauna curentii de poarta sant extrem de mici.

D. Utilizarea tranzistoarelor FET ca rezistente controlate

Cand am analizat familia caracteristicilor de iesire la tranzistoarele MOSFET (Fig. 4.6) am pus an evidenta prezenta unei regiuni an care curentul de drena era practic proportional cu tensiunea drena-sursa, pentru ambele polaritati ale acestei tensiuni. Tranzistorul se comporta aici ca un rezistor care respecta legea lui Ohm. Aceasta regiune este localizata la tensiuni drena-sursa mici, limita ei fiind aproximativ la . {n Fig. 4.13 a) am reprezentat familia de caracteristici din figura citata anterior, pentru regiunea tensiunilor din jurul lui zero. Aceeasi comportare o are familia de caracteristici de iesire si pentru tranzistoarele JFET (desenul b al aceleiasi figuri).

Fig. 4.13. Regiunea de rezistenta controlata a tranzistoarelor FET.

Valoarea rezistentei este controlata de excitatia portii. Reluand relatia (4.3), putem scrie valoarea acestei rezistente ca

(4.11)

unde ultimul termen reprezinta o neliniaritate, care produce curbura slaba a caracteristicilor din Fig. 4.13. La valori apropiate de zero ale tensiunii drena-sursa, acest termen devine neglijabil, conducand la rezistenta aproximativa

. (4.12)

Din pacate parametrul nu este cunoscut pentru fiecare tranzistor, asa ca este mai convenabil sa exprimam relatia precedenta prin rezistenta antre drena si sursa la o anumita valoarea a tensiunii de poarta

. (4.13)

Tema: Demonstrati relatia precedenta.

Asa cum am mai aratat, valoarea acestei rezistente este egala cu inversul transconductantei din regiunea de saturatie, parametru furnizat de foaia de catalog. Domeniul de valori an care poate fi controlata rezistenta drena-sursa este, tipic, antre cateva zeci de ohmi pentru tranzistoarele de putere mica (dar 0.1 pentru cele MOS de putere) si infinit (circuit deschis). Cea mai antalnita aplicatie este an circuitele de control automat al amplificarii (CAF an limba româna, AGC - automatic gain control an lb. engleza) unde amplficarea unui etaj este modificata pentru a mentine nivelul semnalului la iesire antre anumite limite (de exemplu la anregistrarea cu reportofonul).

Gama tensiunilor drena-sursa an care tranzistorul se comporta ca o rezistenta depinde de tipul particular de FET si este de ordinul de marime al excitatiei portii. Daca , distorsiunile introduse sant de aproximativ 2 % dar cresc peste
10 % daca aceasta gama ajunge la un sfert din excitatie.

Liniaritatea caracteristicii poate fi ambunatatita si gama tensiunilor drena-sursa marita printr-o schema de compensatie, ca an circuitele din Fig. 4.14. Din relatia (4.11) se vede ca termenul neliniar dispare daca peste potentialul portii ar avea forma . Tocmai acest lucru este realizat an circuitul din desenul a): cum nu exista curent prin poarta tranzistorului, iar rezistenta Thevenin echivalenta a nodului sursei (6 k) este mult mai mica decat rezistentele , teorema Milman conduce la valoarea potentialului portii

. (4.14)

Fig. 4.14. Circuite perfectionate pentru controlul amplificarii.

Liniarizarea obtinuta prin aceasta tehnica este spectaculoasa: an Fig. 4.15 sant date caracteristicile de iesire, pentru acelasi tranzistor JFET din Fig. 4.11, dar cu reteaua de polarizare modificata.

Rezistenta echivalenta drena-sursa, formeaza cu rezistorul un atenuator rezistiv controlat. Cand tranzistorul este blocat amplificarea este unitara iar cand rezistenta drena-sursa ia valoarea sa minima (obtinuta cu tranzistorul complet deschis), atenuarea este maxima, amplificarea coborand la

; (4.15)

cu o valoare tipica atenuarea maxima este de 40 dB.

Tema: Circuitul din fisierul PR4_3.ckt este un atenuator controlat cu un semnal triunghiular. Urmariti evolutia an timp a amplitudinii semnalului de iesire; este aceasta evolutie suficient de liniara ?

Determinati antre ce limite este modificata rezistenta tranzistorului JFET.

Tema: Perfectionati circuitul precedent, ca an Fig. 4.14 a). Cum variaza acum amplitudinea semnalului de iesire ?

{n al doilea circuit, un tranzistor MOSFET este utilizat pentru a controla rezistenta din emitor a unui etaj cu sarcina distribuita (emitor comun degenerat) construit cu tranzistor bipolar. {n curent continuu, curentul de emitor este dictat de sursa de curent, care are an alternativ o impedanta practic infinita (cativa M). Prin condensatorul , care se comporta ca un scurtcircuit la frecventele de lucru, emitorul "vede" ansa, an curent alternativ, rezistenta drena sursa a tranzistorului MOSFET.

Tema: Daca rezistenta iar sursa de curent are o impedanta de
1 M, calculati limitele antre care este controlata amplificarea etajului.

E. Comutatoare analogice cu FET

{n desenul din Fig. 4.16 a), semnalul este aplicat pe rezistorul de sarcina prin intermediul unui comutator mecanic. La anchiderea lui, rezistenta contactului metalic este practic nula si antreaga semnalul se regaseste pe rezistorul de sarcina cu antreaga sa amplitudine. Daca ansa comutatorul ar avea o rezistenta ohmica , pe sarcina ar ajunge numai fractiunea din amplitudinea semnalului. Deschizand comutatorul, rezistenta lui devine infinita si tensiunea pe sarcina este nula. {n ipoteza unei rezistente ohmice finite , si an aceasta stare apare un semnal pe sarcina, amplitudinea lui fiind extrem de mica, din amplitudinea semnalului original.

Datorita rezistentei mici an starea ON, rezistentei foarte mari an starea OFF si curentilor de scurgere extrem de mici, tranzistoarele MOSFET sant utilizate pentru realizarea de comutatoare analogice comandate de tensiunea aplicata pe poarta. {n circuitul din Fig. 4.16 b) tranzistorul MOSFET cu canal n este blocat cand poarta este la potential nul sau negativ. {n aceasta stare rezistenta sa este mai mare de
10¹⁰ (10 G) si tensiunea pe sarcina este practic nula. Datorita capacitatii drena-sursa, exista totusi un cuplaj slab, mai semnificativ la frecvente analte.

Prin aducerea portii la potentialul +15 V, cu 5 V mai sus decat valoarea maxima la care poate ajunge semnalul, tranzistorul este deschis si rezistenta sa , tipic antre 25 si 100 , permite semnalului sa ajunga pe sarcina, numai 0.2 % din valoarea sa pierzandu-se pe rezistenta comutatorului. Nivelul potentialului portii nu este critic, el trebuie sa se gaseasca suficient de sus pentru a mentine tranzistorul deschis an situatia cea mai defavorabila cand sursa, urmarind semnalul de intrare, ajunge la potentialul cel mai ridicat.

{n circuitul prezentat curentul prin tranzistor are un singur sens, semnalul avand doar valori pozitive. Daca semnalul evolueaza, de exemplu, antre -10 V si +10 V, se poate utiliza acelasi circuit, dar potentialul portii trebuie comutat acum antre -15 V si +15 V substratul trebuind conectat la -15 V, cel mai coborat potential din circuit. Trebuie notat ca la polaritati negative ale semnalului de intrare, electrodul numit drena functioneaza ca sursa; din acest motiv, poarta trebuie coborata la -15 V pentru a bloca tranzistorul si an aceasta situatie.

Fig. 4.16. Comutatoare analogice: mecanic (a) si cu MOSFET (b).

Alegerea valorii rezistentei de sarcina trebuie sa realizeze un compromis. O valoare prea mare ar face ca la iesire sa creasca semnalul ajuns cu comutatorul an starea OFF datorita capacitatii drena-sursa. Pe de alta parte, micsorarea sa eaxgerata face ca rezistenta comutatorului an starea ON sa produca diminuarea semnalului. {n plus, variaza datorita modificarii tensiunii poarta-sursa (potentialul sursei urmareste semnalul de intrare) si apar efecte neliniare care distorsioneaza semnalul ajuns pe sarcina.

Comutatorul discutat nu functioneaza corect cand semnalul se apropie de valorile tensiunii de alimentare (-15 V si +15 V an exemplul nostru). Pentru aceasta situatie, solutia este utilizarea unui comutator cu tranzistoare MOS complementare (CMOS - complementary MOS), ca an Fig. 4.17. {n afara celor doua tranzistoare, mai este folosit un inversor logic al carui mod de functionare va reiesi imediat.

Cand intrarea de control are potentialul (este an starea HIGH -ridicat an lb. engleza) inversorul logic produce an poarta tranzistorului T₂ un potential nul (stare LOW - jos, coborat an lb.engleza). Daca semnalul de intrare are valori pe la jumatatea intervalului (0; ), ambele tranzistoare sant deschise si semnalul de la intrare ajunge la iesire (atentie, tranzistorul T₂ este cu canal p si se deschide cu tensiune poarta-sursa negativa). Daca semnalul se apropie de valoarea , tranzistorul T₁ se anchide pentru ca poarta sa nu este are potentialul suficient de ridicat dar, an acelasi timp, rezistenta tranzistorului T₂ scade puternic deaorece poarta lui a devenit mult mai negativa fata de sursa. Astfel, comutatorul conduce chiar daca semnalul atinge valoarea .

{n momentul an care potentialul semnalului de intrare ajunge spre valoarea nula se blocheaza T₂ dar acest lucru este suplinit prin deschiderea mai puternica a tranzistorului T₁. {n concluzie, cand tensiunea de control are valoarea ridicata comutatorul conduce pentru orice valoare a semnalului din intervalul (0; ). Din contra, o valoare nula a potentialului de control blocheaza ambele tranzistoare deoarece duce poarta lui T₁ la zero iar, prin intermediului inversorului, aduce la potentialul poortii lui T₂. Circuitul integrat 4066 face parte din seria clasica de circuite digitale CMOS si contine patru astfel de comutatoare analogice controlate independent.

Tema: Fisierul PR4_4.ckt contine un comutator analogic cu tranzistoare CMOS. Semnalul de la intrare contine o componenta continua, reglabila antre 0 si , si o mica componenta alternativa; la iesire sarcina are o valoare care nu poate fi neglijata an comparatie cu rezistenta ON a comutatorului. Determinati, din masurarea componentei alternative de la iesire, valoarea rezistentei ON a comutatorului, pentru mai multe valori medii ale semnalului de intrare, antre 0 si . Unde este maxima aceasta rezistenta si de ce ?

O aplicatie deosebit de utila a comutatoarelor analogice comanadate digital este multiplexorul/demultiplexorul analogic (Fig. 4.18). Cele doua intrari de adrese, A₀ si A₁, sant intrari digitale, adica nu pot avea decat starile HIGH sau LOW, rezultand de aici patru combinatii posibile. Decodorul de adrese anchide, pentru fiecare din cele patru adrese, numai comutatorul corespunzator; astfel, la iesire poate ajunge semnalul de pe intrarea dorita. Aceasta functie, prin care mai multe semnale diferite pot fi selectate si transmise cate unul pe un singur fir, se numeste multiplexare iar dispozitivul este un multiplexor (MUX). Cum la comutatoarele analogice intrarea si iesirea asi pot schimba rolurile, dispozitivul poate andeplini si functia inversa, demultiplexarea. Un exemplu de aplicatie a multiplexarii analogice al antalnim la sistemele de masura automate care contin un singur aparat de masura digital dar trebuie sa masoare consecutiv mai multe tensiuni.

Limitari ale comutatoarelor cu FET

Viteza

Dupa cum am afirmat, aceste comutatoare au, cand sant an conductie, rezistente antre 25 si 100 . {mpreuna cu capacitatea fata de substrat si cele parazite, rezistenta formeaza un filtru trece-jos care limiteaza frecventa de comutare la valori sub 10 MHz sau chiar mai mici. Tranzistoarele cu rezistente mai mici tind sa aiba an schimb capacitati mai mari (spre 50 pF) asa ca viteza nu creste. O parte din capacitate este datorata elementelor interne de protectie. Probabil prin eliminarea acestora, an comutatoarele analogice "RF-video" (RF - radiofrecventa) frecventa de comutare este crescuta pana la 100 MHz (seria 74HC051-53).

Rezistenta an starea ON

Principiul de functionare al comutatoarelor CMOS, descris anterior, asigura valori mici ale rezistentei cand valoarea semnalului se apropie de una din limitele domeniului de alimentare, deoarece unul din tranzistoare se deschide puternic. Situatia cea mai defavorabila apare cand potentialul semnalului este la jumatatea acestui domeniu: ambele tranzistoare sant deschise, rezistentele lor sant legate an paralel si totusi rezistenta echivalenta este mai mare decat an cazul anterior. Odata cu scaderea tensiunii de alimentare de la +10 V la +5 V, fenomenul se agraveaza, maximul rezistentei devenind mai analt si mai ascutit.

Circuitul integrat 4016, care contine comutatoare ca cele din Fig. 4.15, asigura la o alimentare de 10 V o rezistenta mai mica de 500 . Valoarea de 500 este atinsa cand semnalul de intrare are valoare . Alimentat ansa la numai 5 V, rezistenta cand semnalul este la jumatatea tensiunii de alimentare creste pana aproape de 1 k. Mai mult, evolutia valorii rezistentei antr-un raport de 1:4 poate introduce neliniaritati care sa distorsioneze forma semnalului. Varianta mai perfectionata, 4066, asigura la o alimentare de 5 V o rezistenta sub 500 , variatia acesteia fiind acum redusa la un raport de 1:2. Pentru aplicatii profesionale, comutatoarele AD7510 sau cele din seria 1H5140 ofera, la o alimentare de 5 V, o rezistenta sub 100 , variatia sa fiind redusa la un raport 1:1.25.

Capacitati prezentate de comutatoarele cu FET

Comutatoarele cu FET prezinta capacitati antre intrare si iesire (), antre canal si masa (), antre poarta si canal si antre diferitele tranzistoare din circuit ().

Capacitatea antre drena si sursa (1 pF la 7510 si seria 1H5140) produce, cand comutatorul este blocat, un cuplaj parazit antre intrare si iesire. Pentru o sarcina de
50 , tipica pentru aplicatiile de radiofrecventa, la 30 MHz, aceasta capacitate are o impedanta de 5 k si un semnal parazit, cu amplitudinea de 0.01 din cel de intrare, ajunge la iesire; izolatia oferita de comutator este de - 40 dB. {n majoritatea aplicatiilor de la joasa frecventa, desi rezistenta de sarcina este mult mai mare (1 k - 10 k), cuplajul capacitiv intrare-iesire nu constituie o problema. Daca, totusi, aceasta se antampla, solutia este legarea an cascada a doua comutatoare (izol atia an decibeli se aduna) sau, mult mai bine, utilizarea unei perechi de comutatoare serie si scurtcircuit, ca an Fig. 4. . Asemenea configuratii sant disponibile sub forma de circuite integrate (AD7512 sau 1H5142, 1H5143).

Capacitatile drenei si sursei fata de masa produc comportarea de filtru trece-jos prezentata la discutarea vitezei de comutare. Efectul este mai important cand generatorul de semnal are impedanta mare dar, chiar cu generator ideal, rezistenta an starea ON ampreuna cu capacitatea de la iesire functioneaza ca un filtru trece-jos.

Capacitatile antre diferitele comutatoare produc, an cazul a mai multor comutatoare continute an acelasi circuit integrat, la interferente antre canalele analogice procesate (cross-talk); efectul este cu atat mai mare cu cat frecventa de lucru si impedantele de sarcina sant mai mari. Din acest motiv, la frecvente analte impedanta standard are o valoare mica (50 sau 75 ). Daca acest efect constituie o problema serioasa, trebuie sa renuntam la procesarea a mai multor canale cu un singur circuit integrat.

Capacitatea antre poarta si canal produce un efect de suprapunere peste semnalul de iesire a unor tranziente numite "glitches" - variatii bruste ale tensiunii electrice; ne ocupam pe larg de acest aspect an sectiunea care urmeaza.

Glitch-uri

{n timpul schimbarii starii unui comutator cu FET se antampla lucruri care pot parea ciudate. {ntre poarta si canal exista o capacitate parazita care, pentru MOSFET are valoarea de aproximativ 5 pF; ea este distribuita de-a lungul antregului canal. Pentru schimbarea starii comutatorului, potentialul portii sufera brusc un salt important de potential, uzual antre valorile extreme ale tensiunii de alimentare (antre 0 si sau antre si pentru alimentare diferentiala. Pentru capacitatea considerata si o valoare de 10 V a acestui salt, sarcina transferata canalului este 50 pC.

Daca nu luam an consideratie capacitatea iesirii fata de masa, un puls cu amplitudinea de 10 V ar apare la iesire, stingandu-se apoi exponential cu constanta de timp data de rezistenta de sarcina si capacitatea poarta canal. Prezenta capacitatii de la iesire (10 k an paralel cu 20 pF sant valori tipice pentru sarcina) face ca amplitudinea saltului instantaneu sa fie micsorat de 5 ori dar aria de sub curba perturbatiei ramane constanta.

O filtrare suplimentara trece-jos a semnalului de iesire are exact acelasi efect: o reducere an continuare a ampltudinii perturbatiei, cu pretul antinderii ei pe axa temporala. Cu un condensator de filtrare de 10 nF, amplitudinea pulsului este coborita la 5 mV care, pentru un semnal analogic de nivel coborat, poate sa fie destul de suparator. Chiar daca viteza de tranzitie a potentialului portii este micsorata, aria de sub curba perturbatiei nu se modifica: ea depinde numai de marimea sarcinii transmise canalului si rezistenta prin care aceasta sarcina este transmisa la masa. Cum capacitatea poarta-canal este distribuita, micsorarea impedantei generatorului de semnal cuplat an drena, la intrarea comutatorului, contribuie la diminuarea ariei de sub curba perturbatiei.

Datorita modului de functionare, la comutatoarele CMOS semnele sarcinilor transmise canalelor an timpul comutarii sant opuse pentru cele doua tranzistoare, conducand, la o buna amperechere a tranzistoarelor, la o puternica diminuare a acestui efect.

Tema: Observati glitch-urile de comutare prezentate de circuitul din fisierul PR4_5.ckt. {ncercati sa faceti comutarea mai lenta (modificand programarea sursei de semnal) si vedeti ce se antampla. Reveniti apoi la situatia initiala si ancercati acum sa le filtrati cu o capacitate legata an paralel pe sarcina. {n final, micsorati rezistenta de sarcina. Formulati concluziile.

F. Comutatoare logice

Comutatorul analogic este un dispozitiv de circuit care se leaga an serie, permitand sau nu aparitia pe rezistenta de sarcina a unui semnal analogic (care poate lua toate valorile dintr-un anumit interval), an mod uzual de nivel scazut si putere nesemnificativa. Starea comutatorului este determinata de un semnal de control care este digital (logic), putand lua numai doua valori, egale cu valorile potentialelor de alimentare, stari denumite HIGH si LOW sau 1 logic si 0 logic.

Comutatoarele logice sant controlate de un semnal logic si produc la iesire un semnal care este tot logic: valorile intermediare antre potentialele alimentarii nu sant utile si sant considerate "ilegale", timpul cat iesirea trece prin aceste stari fiind scurt si facand parte din timpul necesar comutarii. Cel mai simplu mod de realizare a unui astfel de comutator cu tranzistoare MOS se bazeaza pe configuratia cu sursa comuna si este prezentat an Fig. 4.19.

{n varianta cu tranzistor cu canal n, starea HIGH a portii produce deschiderea tranzistorului, potentialul iesirii fiind coborat practic la valoarea masei (starea LOW) de catre rezistenta de valoare mica a canalului. Prin aducerea portii an starea LOW tranzistorul este blocat si rezistorul din drena forteaza potentialul iesirii la valoarea , aducand-o an starea HIGH. Comutatorul este, deci, un inversor logic (circuit logic NU), starea iesirii fiind antodeauna negarea starii de la intrare. O functionare similara are si varianta din desenul b), realizata cu tranzistor PMOS; acum tranzistorul este an conductie cand intrarea este an stare LOW.

Inversoarele prezentate au doua dezavantaje: curentul consumat cand tranzistorul este an conductie si impedanta mare de iesire atunci cand tranzistorul este blocat. La comutarea ON-OFF, capacitatea fata de masa a intrarii circutului urmator se ancarca prin rezistenta , constanta de timp rezultata provocand o evolutie a semnalului ca an Fig. 4.20. {n plus, datorita impedantei ridicate, peste semnal se poate adauga zgomot cuplat capacitiv. Diminuarea acestui efect prin micsorarea lui conduce la marirea curentului consumat de tranzistor an starea de conductie.

Problema este similara celei antalnite la amplificatorul de putere cu tranzistor bipolar si solutia este aceeasi: utilizarea unui etaj an contratimp (Fig. 4.21). Cand intrarea este an starea LOW este deschis tranzitorul T₁ si iesirea este legata la prin rezistenta de valoare mica a canalului sau; tranzistorul T₂ este blocat si prin el nu circula curent spre masa. La trecerea intrarii an starea HIGH situatia se inverseaza, iesirea fiind acum conectata la masa prin canalul an conductie al tranzistorului T₂. {n absenta unei sarcini sau cand la iesire este conectata poarta unui alt circuit cu tranzistoare FET, curentul prin comutator este nul, oricare ar fi starea sa.

Comutatorul descris este numit inversor CMOS (complementary MOS) si formeaza structura de baza a familiei de circuite logice CMOS, dominanta printre circuitel integrate pe scara mare (LSI - large scale integrated), destinata sa anlocuiasca familia TTL (transistor transistor logic), realizata cu tranzistoare bipolare. Vom reveni pe larg an capitolul dedicat circuitelor logice.

Am putea ramane cu impresia gresita ca familia de circuite logice CMOS nu consuma putere. Aceasta este valabil numai daca starile logice nu se modifica: an starea stand-by consumul este practic nul. La schimbarea starii, chiar daca la iesirea inversorului CMOS este legata intrarea unui circuit similar, prin tranzistoare circula curent din doua motive. Primul este acela ca intrarea circuitului urmator prezinta fata de masa o capacitate care trebuie ancarcata. Cu cat comutarea se face mai rapid, cu atat pulsul de curent este mai mare. Chiar an absenta sarcinii externe, pe cipul inversorului exista o capacitate antre iesire si masa care necesita aparitia unor pulsuri de curent la comutare.

Al doilea motiv este legat de faptul ca tensiunea de intrare, la comutarea antre starile logice, ia obligatoriu toate valorile antre zero si . Pe la jumatatea acestui interval ambele tranzistoare sant partial deschise si prin ele circula un curent de la la masa. Acest varf de curent dureaza cu atat mai mult cu cat comutatia este mai lenta. Pentru a micsora disipatia de putere prin acest efect, trecerea tranzistoarelor prin regiunea "liniara" trebuie sa se faca cat mai repede. De asemene, intrarile care sant conectate la circuite de pe alta placa, trebuie legate preventiv cu rezistoare de valoare fie la masa fie la pentru a ampiedica ajungerea an regiunea liniara an timpul conectarii alimentarii sau scoaterii celorlalte placi. {n plus, aceste rezistoare contribuie la protectia acestor intrari, ale caror potentiale nu au voie sa le depaseasca pe cele ale alimentarii.

Tema: {n fisierul PR4_6.ckt gasiti un inversor CMOS. Comparati functionarea sa cu cel realizat cu un singur tranzistor NMOS, prezent, de asemenea, an acest fisier. Urmariti viteza de comutare, glitchurile si sensibilitatea la cuplaje parazite (zgomot).

Fig. 4.22. Utilizarea inversorului CMOS an regiunea liniara.

Exista ansa si aplicatii an care invertorul CMOS este folosit an regiunea liniara ca amplificator. Privind la forma caracteristicii sale de transfer din Fig. 4.22 a), observam ca potentialele intrarii si iesirii sant egale la mijlocul regiunii liniare, an jurul lui ; tocmai acest lucru al asigura rezistorul din desenul b) al figurii. El produce ansa o reactie negativa care micsoreaza amplificarea etajului; pentru variatii, aceasta reactie pote fi antrerupta prin modificarea schemei ca an desenul c). O aplicatie tipica este oscilatorul cu cristal de cuart, prezentat an desenul d) al aceleiasi figuri.

Tema: Modificati circuitul inversor cu CMOS din fisierul PR4_6.ckt, astfel ancat el sa functioneze an regiunea liniara. Masurati amplificarea si studiati distorsiunile si raspunsul sau an frecventa.

G. Comutatoare de putere

Dispozitivele de acest tip comanda aplicarea pe sarcina a unor tensiuni mari, valoarea curentului prin sarcina avand, de asemenea, valori importante. De aceea, este esential ca an starea de conductie comutatorul sa fie saturat, adica tensiunea reziduala care cade pe el sa fie cat mai mica, an caz contrar disipatia de putere pe comutator provocand inconveniente.

Se pot realiza comutatoare de putere cu tranzistoare bipolare, tensiunile de saturatie avand valori de la 0.75 V la un curent de 0.5 A la 1-3V la curenti de 10-20 A. Aceste tranzistoare prezinta, ansa mai multe inconveniente. {n primul rand, la tensiune baza emitor constanta, curentul de colector creste cu temperatura, fenomenul putand sa conduca la ambalare termica (curentul de colector ancalzeste tranzistorul, ceea ce provoaca cresterea suplimentara a curentului de colector ancalzind si mai mult tranzistorul....).

Un tranzistor de putere (cu arie mare) poate fi privit ca mai multe tranzistoare legate an paralel, prin care curentul de colector se distribuie la anceput echilibrat. La ancalzirea mai accentuata a unuia dintre aceste tranzistoare (aparitia unui punct mai cald an suprafata colectorului) curentul local devine mai important decat al celorlalte tranzistoare si an acel punct ancepe ambalarea termica ce conduce la fenomenul numit strapungere secundara. Din acest motiv, an planul caracteristicilor de iesire (Fig. 4.23) regiunea sigura de functionare (SOA - safety operation area) este mai mica decat i-ar permite tipul de capsula utilizata.

Un al treilea dezavantaj apare cand se ancearca realizarea unui comutator de curent mare prin legarea an paralel a mai multor tranzistoare disponibile, care ansa opereaza la curenti mai mici. Apare atunci necesitatea utilizarii unor rezistoare de echilibrare a curentilor prin aceste tranzistoare, rezistoare pe care se pierde putere.

Toate aceste trei dezavantaje sant evitate prin folosirea tranzistoarelor de putere MOSFET. Daca pana an 1970 tranzistoarele MOS erau dispozitive de mica putere, manipuland curenti de abia cateva zeci de mA, introducerea tehnologiei cu canal verical (vertical groove) a permis producerea de tranzistoare capabile sa reziste pana la tensiuni de 1000 V si sa opereze la curenti medii pana la 70 A (pulsuri de curent de aproape 300 A !); rezistentele an starea ON ajung pana la 0.010

Asa cum am vazut, la valori mari, curentul de drena al tranzistoarelor FET scade cu temperatura, nemaiexistand ambalarea termica si strapungerea secundara. La acelasi tip de capsula si la aceleasi valori maxime pentru curenti si tensiune, aria de operatie sigura a tranzistoarelor MOSFET este mai mare decat cea a tranzistoarelor bipolare. De asemenea, legarea an paralel a tranzistarelor MOSFET poate fi facuta direct, fara rezistoare de echilibrare.

Tranzistoarele de curent mare au si valori ale capacitatilor mari: IRF520, cu un curent de 10 A are o capacitate poarta-sursa de 450 pF dar pentru cei 70 A ai sai SMM70N05 prezinta o capacitate de 4300 pF ! Prezenta acestei capacitati conducel la necesitatea unor pulsuri importante de curent pentru schimbarea brusca a potentialului portii. Un alt efect este produs de capacitatea drena-poarta, si ea mare. Variatia mare a potentialului drenei produce, datorita acestei capacitati, pulsuri de curent an poarta de ordinul miliamperilor, putand distruge circuitele integrate CMOS cu care se ancearca comanda acestor tranzistoare. Un alt element special de care trebuie sa se tina seama este acela ca tensiunea de strapungere a portii (tipic 20 V) este mai mica decat la tranzistoarele de mica putere, facand astfel tranzistoarele MOS de putere mult mai vulnerabile la descarcari electrostatice. Nu trebuie uitat, de asemenea, ca la aceste tranzistoare substratul este conectat intern la sursa; pentru ca el formeaza o dioda cu terminalul drenei, tranzistorul nu poate fi utilizat decat cu un curent drena-sursa de o singura polaritate (pentru cele cu substrat n drena trebuie sa fie neaparat pozitiva fata de sursa).

O aplicatie tipica este cea din Fig. 4.24: amplificator de putere pentru comanda unui traductor piezoelectric (PZT) subacavatic. Cele doua tranzistoare NMOS sant comandate prin legarea fiecarei porti la un etaj de putere (realizat an contratimp) cu tranzistoare bipolare. Cele doua tranzistoare MOS sant deschise alterantiv, an contratimp, datorita inversorului logic. Curentii comandati de ele excita primarul transformatorului ridicator de tensiune, tensiunea alternativa din primar fiind apoi aplicata dispozitivului piezoelectric. Trebuie remarcata prezenta rezistoarelor din portile tranzistoarelor FET, care au rolul de a limita pulsurile de curent provocate tranzistoarelor bipolare prin capacitatea drena-poarta. Pentru a putea comuta tranzistoarele FET antr-un timp scurt
(< 1 S), data fiind capacitatea mare a portii fata de masa, aceste rezistente au valori mici.

Fig. 4.24. Amplificator de putere cu tranzistoare MOSFET.

H. Precautii an manipularea tranzistoarelor MOSFET

Poarta acestor tranzistoare este izolata fata de substrat printr-un strat perfect izolator (dioxid de siliciu) de grosime extrem de mica (zecimi de micron). Datorita inexistentei unui drum rezistiv sau a unei jonctiuni care sa descarce sarcina, poarta poate ajunge usor la tensiuni mai mari decat tensiunea de strapungere a dielectricului si tranzistorul se distruge ireversibil: an izolatorul portii apare o "gaura" prin care poarta este legata la substrat.

Tensiunea fatala poate fi produsa chiar prin simpla atingere cu mana a terminalului portii, deoarece corpul omenesc poate fi echivalat cu un condensator de 100 pF an serie cu o rezistenta de ordinul 1.5 k care se ancarca electrostatic pana la tensiuni de
20 - 30 000 V. {ncarcarea are loc an timpul activitatilor curente si este mai mare iarna, cand atmosfera este mai uscata. Din acest motiv, tranzistoarele MOS si circuitele integrate care contin asemenea tranzistoare sant livrate an ambalaje antistatice si trebuie manipulate cu extrema precautie pana la lipirea lor an circuit (ambracaminte antistatica, bratara legata la masa, statie de lipit legata la masa, etc.).

Odata lipit an circuit, sansele de distrugere ale tranzistorului MOS scad considerabil datorita drumurilor rezistive oferite de celelalte elemente de circuit legate an poarta sa. Proiectantul circuitului trebuie sa asigure (prin rezistoare antre poarta si masa sau ) ca poarta nu ramane an gol daca se scoate din soclu oricare din placile aparatului. {n plus, majoritatea circuitelor de putere mica au ancorporate diode de protectie, dar nu si tranzistoarele de putere.

Probleme